Преобразователи напряжения предназначены для преобразования постоянного напряжения одной величины в постоянные напряжения других величин. Большинство преобразователей имеет структуру: инвертор –трансформатор – выпрямитель. Из них только инверторы необходимо рассмотреть вновь, остальные блоки рассмотрены выше и здесь только обращается внимание на специфику их использования в преобразователях. Поскольку непременным элементом инвертора является трансформатор, подчеркнем его основные свойства.
1 Напряжение, трансформируемое во вторичную цепь
u21 = – e21 = w2dФ/dt = w2SdB/dt = Ldi1/dt = nu1.
2 Основной магнитный поток Ф создают ампервитки iiwi всех обмоток трансформатора. Однако, учитывая (6.6), полагают, что поток Ф создает только ток намагничивания iμ, протекающий по первичной катушке, т.е через первичную обмотку протекает ток i, определяемый выражением:
i1w1 + i2w2 +i3w3 +… = iμw1 +iaw1 = iw1.
Этот ток может быть измерен режиме холостого хода:
i1w1 = iμw1 +iaw1 = iw1.
3 В двухобмоточном нагруженном трансформаторе в первичную цепь из вторичной трансформируется ток
Однотактный преобразователь схемотехнически наиболее прост, поэтому работа инвертора и выпрямителя рассматривается как единое целое. По определению инвертор преобразует постоянное напряжение в переменное. С этой целью в преобразователь вводится транзисторный ключ, нагруженный через трансформатор на выпрямитель рис. 7.2.
Особенность схемы – включение диода обязательно должно быть обратным. Принцип действия схемы заключается в поочередном накапливании энергии в ненасыщающемся трансформаторе в течение времени и последующем разряде за время Т – τ индуктивности трансформатора на нагрузку. Источник входного постоянного напряжения подключается к первичной обмотке трансформатора с помощью управляемого ключа VT. Вторичная обмотка через однополупериодный выпрямитель подключена к нагрузке .
Рис. 7.3 Эпюры напряжений и токов в схеме (рис. 7.2)
Для управления ключом на затвор транзистора водят управляющее напряжение в виде последовательности прямоугольных импульсов с периодом Т и длительностью положительного импульса τ.
Положительный импульс Uу открывает транзистор и доводит его до насыщения. Малое сопротивление открытого транзистора фактически соединяет нижний вывод с минусом источника Uвх, в результате он нагружается на последовательную цепь +, где – индуктивность трансформатора как двухобмоточного дросселя. Поэтому при включении схемы входное напряжение при протекании импульса тока первичной цепи i1 можно записать в виде суммы:
,
гдеUС.нас = – напряжение на стоке VT. По второму и третьему свойствам ток i1 определяется суммой:
, (7.1)
где Iн = U0/R, а ток намагничивания при работе на линейном участке кривой намагничивания линейно нарастает. На рис. 7.3 последовательность импульсов тока i1 представлена для установившегося режима с N-го периода. Во вторичной обмотке этот импульс тока формирует импульс напряжения плюсом к катоду диода. Диод VD закрывается, его ток уменьшается до нуля (рис. 7.3) и энергия во вторичную цепь не поступает. Поскольку rнас→ 0, потери энергии на транзисторе VT также пренебрежимо малы, в результате практически вся энергия, отбираемая от источника Uвх, накапливается на индуктивности трансформатора .
При запирании транзистора отрицательный импульс тока i1 индуктирует во вторичную обмотку ЭДС е21 минусом к катоду диода. Диод VD открывается, через него и конденсатор С протекает прямой ток . Конденсатор С заряжается и доводит напряжение на выходе до . При этом отбор мощности от трансформатора ограничивает величину прямого напряжения на стоке транзистора.
Таким образом, в этой схеме транзистор работает как управляемый ключ, периодически подключающий первичную обмотку трансформатора к источнику питания. Длительности открытого и закрытого состояний ключа определяет структура импульсов uу, а выходное напряжение формируется в результате выпрямления трансформированной последовательности импульсов напряжения.
Если пренебречь сопротивлением диода, то можно принять, что диод открывается при е21 = U0, через вторичную обмотку трансформатора течет ток i2 = iд, при этом в первичную обмотку трансформируется плюсом кколлектору ЭДС
, (7.2)
где n – коэффициент трансформации. Индуктивность трансформатора должна быть такой, чтобы запасаемая в ней к моменту τи энергия была достаточна для протекания тока iд в течение θ = – τи. Энергия, полученная трансформатором при протекании тока i1, пропорциональна площади импульса входной ЭДС, введенной в трансформатор в интервал времени 0…τи. Из закона сохранения энергии следует, что площади положительного и отрицательного импульсов должны быть равны:
.
Это соотношение позволяет связать выходное и входное напряжения. Учитывая, что выходное напряжение в схеме (рис. 7.2) отрицательное, находим
, (7.3)
где D – коэффициент заполнения импульсов (использования импульса тока). Сравнивая с (6.21) обнаруживаем, что полученное выражение (7.3) с точностью до n воспроизводит функцию преобразования инвертирующего преобразователя. Сопоставляя схемы, приведенные на рис. 7.2 и 6.15, замечаем, что они отличаются только переходом от дросселя к трансформатору. Рассматривая трансформатор, как двухобмоточный дроссель и пересчитывая по формулам приведения параметры вторичной цепи в первичную, можно добиться полной идентичности схем. Таким образом, однотактный обратноходовой преобразователь относится к инвертирующим преобразователям. Но по сравнению с базовой схемой инвертирующего преобразователя он имеет два существенных преимущества:
применение трансформатора обеспечивает гальваническую развязку вторичной и первичной цепей;
наличие в выражении (7.1) множителя n позволяет формировать одной схемой несколько выходных постоянных напряжений. Достаточно во вторичную цепь ввести соответствующее количество вторичных обмоток с разными коэффициентами трансформации. В этом случае соотношение (7.1) позволяет управлять одновременно всеми выходными напряжениями, изменяя длительность импульса τи.
При выборе транзистора надо учитывать, что в соответствии с (7.3) в закрытом состоянии напряжение на стоке
, (7.4) поэтому в установившемся режиме ток первичной цепи описывается уравнением
и импульсы тока на рис. 7.3 смещаются вверх на величину nIн.
При D →1 ток i1 резко возрастает, ограничиваясь только потерями в преобразователе. Это опасно, так как может вызвать пробой транзистора, поэтому режим D = 1 должен быть исключен. Резкий рост тока происходит и при перемагничивании насыщающегося магнитопровода. Поэтому сердечник трансформатора выбирают так, чтобы во всем диапазоне токов использовать линейный участок кривой перемагничивания. Из рис. 7.3 видно, что импульсы тока i1 не имеют отрицательной составляющей, поэтому магнитопровод работает с постоянным подмагничиванием. Для линеаризации его характеристики следует использовать магнитодиэлектрики с большим запасом по Н, или трансформаторную сталь с воздушным зазором.
Таким образом, в преобразователе реализуется конвейерный режим переноса энергии. Используя терминологию из телевизионной техники, где впервые был создан такой преобразователь (fly back – обратный ход луча), можно полагать, что во время прямого хода энергия запасается в индуктивном накопителе, во время обратного хода – передается в нагрузку. Отсюда и название «DC-DC однотактный обратноходовой преобразователь». В зарубежной литературе преобразователь называется «flyback converter».
Рис. 7.4 Эпюры напряжений на стоке в схеме (рис. 7.2)
Прямое включение диода в этой схеме недопустимо, так как во время отрицательного импульса тока i1 транзистор и диод окажутся одновременно закрыты и накопленная трансформатором энергия не найдет выхода. Это может привести к выходу из строя какого-либо из элементов.
Другой недостаток обусловлен индуктивностью рассеяния Ls. Из-за накопления энергии на этой индуктивности на стоке транзистора и аноде диода в моменты запирания возникают значительные выбросы напряжения, создающие опасные перенапряжения (рис. 7.4). Эти выбросы вынуждают использовать транзистор и диод с большим запасом по обратному напряжению. Для защиты транзистора от перенапряжения используют два способа. Первый способ основан на сбросе избыточного напряжения в поглотитель (демпфер), второй – на использовании активного клампа.
а
б
Рис. 7.5 Нейтрализация влияния индуктивности рассеяния: а – применением стабилитрона, б – использованием активного клампа
Для реализации первого способа используют схему (рис. 7.5, а). В момент запирания транзистора VT напряжение на верхнем выводе первичной обмотки w1 в соответствии с рис. 7.3 становится отрицательным, напряжение на индуктивности рассеяния приложено минусом к источнику и плюсом – к w1, те на сток поступает сумма Uвх +uLs+uw1. Напряжение обратного хода uLs+uw1 открывает диод и стабилитрон и разность uLs+uw1 – Uст создает ток, ограничивающий напряжение на транзисторе VTдо допустимой величины UVTдоп. Стабилитрон выполняет роль демпфера и выбирается из условия Uст < UVTдоп – (Uвх + uLs+ uw1)max.
Активное ограничение напряжения на транзисторе обеспечивается схемой, приведенной на рис. 7.5, б. Транзисторы VT и VT1 управляются в противофазе, среднее напряжение на конденсаторе СвдUCвд = uw1 = –U0/n . Когда при запирании ключа VT открывается ключ VT1, к Свд прикладывается напряжение uw1 иизбыточное напряжение, создаваемое индуктивностью рассеяния Ls, конденсатор подзаряжается и его напряжение незначительно возрастает относительно UCвд. Поскольку Ls << Lдр, продолжительность заряда составляет незначительную часть обратного хода. Тем не менее, скачок напряжения на стокеVT полностью нейтрализуется и избыточная энергия накапливается в конденсаторе Свд. По мере разряда индуктивности дросселя на нагрузку напряжение uw1 должно уменьшаться, однако накопленная конденсатором энергия трансформируется во вторичную цепь, стабилизируя выходное напряжение. Таким образом, за счет Свд осуществляется своеобразная подпитка нагрузки выходным напряжением, поэтому в телевизионной литературе такой конденсатор называли «конденсатором вольтдобавки». В зарубежной литературе используется термин «активный кламп»
Однотактный обратноходовой преобразователь достаточно универсален, прозрачна логика его работы. Он обладает довольно высоким (до 75%) КПД и способен работать в широком интервале рабочих частот и скважностей управляющих импульсов, поэтому широко применяется при схемотехническом проектировании. Однако разделение во времени процессов получения энергии от источников и передачи ее в нагрузку усложняет процедуры оптимизации преобразования. Кроме того, не эффективно используется магнитопровод трансформатора, что удорожает конструкцию.
Однотактный прямоходовой преобразователь (ОПП) или (forward convertors) забирает энергию источника и передается в нагрузку во время замыкания ключа. Схема преобразователя приведена на рис. 7.6, а. В этом преобразователе трансформатор работает как обычный конвертор напряжения, а накопителем энергии является дроссель. При положительном напряжении Uуна затворе ключ VT открывается и ток iw1 трансформирует в w2 ЭДС е21 = nDUвх плюсом к аноду VD3. Диод открывается, и ток iw2 заряжает дроссель Lдр и конденсатор С. При размыкании ключа в момент τи полярность напряжения iw1 и е21 меняется на противоположную. Открываются обратные диоды VD2 и VD4, дроссель Lдр разряжается на нагрузку, а индуктивность трансформатора L– на стабилитрон VD1, при этом площадь отрицательного импульса напряжения uw1 должна равняться площади положительного импульса
U0 = nDUвх , (7.5) что с точностью до n совпадает с формулой (6.7). Это позволяет рассматривать прямоходовой преобразователь как аналог понижающего регулятора напряжения. Но в отличие от аналога, варьируя коэффициент трансформации, выходное напряжение прямоходового преобразователя можно повышать, понижать или синтезировать сетку напряжений.
а
б
7.6 Процесс перемагничивания
Рис. 7.6 Прямоходовой преобразователь: схема, а и эпюры, б
Прямоходовой преобразователь устойчив, если длительность разряда индуктивности трансформатора – время возврата τв не превышает длительность обратного хода (рис. 7.6, б). Поскольку сопротивление открытых стабилитрона и обратного диода мало, а отрицательное напряжение –Uст ограниченно стабилитроном, время возврата определяется из условий
Траектория движения рабочей точке по характеристике перемагничивания трансформатора приведена на рис. 7.7. Поскольку отрицательный ток при разряде индуктивности исключен, снизу, в точке 1 она ограничена остаточной индукцией Вост, сверху, в точке 2, амплитудой индукции Вm. Площадь частного цикла перемагничивания определяет мощность, выделяемую в сердечнике. Для ее снижения следует использовать материалы с малой коэрцитивной силой, исключить воздушный зазор и работать в области насыщения.
Сброс части полученной от источника энергии на стабилитрон существенно снижает КПД преобразователя. Для повышения КПД полезно возвращать эту энергию источнику. Такой возврат называют рекуперацией.
Рис. 7.8 ОПП с рекуперацией
Для сброса избыточной энергии на источник в схему ОПП (рис. 7.6, а) вводят дополнительную обмотку трансформатора w3, а стабилитрон VD1исключают (рис. 7.8). Во время прямого хода на верхнем выводе обмотки w3 действует отрицательное напряжение, диод VD2 закрыт и реализуется обычный режим работы. Во время обратного хода на верхнем выводе обмотки w3 действует положительное напряжение, диодVD2 открывается и избыточная энергия сбрасывается на источник. В интервале возврата в обмотку w1 из w3 трансформируется отрицательное напряжение uw1 = –Uвх/n31. Если коэффициент трансформации n31 < 1, то соответственно возрастает Uw1. Это следует учитывать при расчете трансформатора и выборе транзистора. Обратное напряжение на диоде VD2 при n31= 1 не превышает 2Uвх. Транзистор следует рассчитывать на обратное напряжение более 2Uвх.
Введение дополнительной обмотки удорожает преобразователь, но обеспечивает высокую устойчивость его работы. Поэтому ОПП с рекуперацией получает все большее распространение.
Общий недостаток всех однотактных преобразователей низкий КПД связанный с активной работой только в части периода. Поэтому для повышения эффективности преобразования энергии источника в постоянное напряжение используют двухтактный и мостовой режимы работы.
7.1.3 DC-DC двухтактный преобразователь
В двухтактном DC-DC-преобразователе (англоязычное push-pull converter) используются два МОП-ключа, трансформатор Т с симметричными первичной и вторичной обмотками и двухполупериодный выпрямитель с LC-фильтром на выходе. Симметрия трансформатора означает w11 = w12, w21 = w22, n = w21/w11 = w21/w12. Управляющее напряжение на затворы транзисторов подается в противофазе. Длительность отпирающего импульса управляющего напряжения может изменяться в пределах 0 < τи <T/2, поэтому коэффициент заполнения вводят выражением D = 2τи/T.
а
б
Рис. 7.9 DC-DC двухтактный преобразователь: а – схема, б – эпюры напряжений
Процессы в схеме рассматриваем в установившемся режиме. Положительный импульс Uу1 отпирает VT1 и под действием входного напряжения Uвх через w1.1 в течение τи протекает нарастающий ток i1 (см. эпюру на рис. 7.3), который создает на выводах секций вторичной обмотки противофазные напряжения Uw1 и Uw2. Открывается диод VD1, через дроссель Lдр и конденсатор C протекает нарастающий ток iн со средним значением I0. Дроссель и конденсатор заряжаются. В момент τи транзистор VT1 закрывается. Оба напряжения Uw1 и Uw2 снижаются до нуля, но напряжение на дросселе инвертируется, поэтому на время паузы θ оба диода VD1 и VD2 открываются. В результате дроссель и трансформатор разряжаются на нагрузку, создавая на ней напряжение (пренебрегая напряжениями на ключе, диодах и активных сопротивлениях схемы):
U0 = nUвх(1– 2θ/T) = nUвхD.
В момент Т/2 напряжение Uу2 открывает ключ VT2 и энергия вводится в нагрузку через вторые секции трансформатора.
Двухтактный преобразователь развивает вдвое большую мощность, чем однотактный, обладает лучшим КПД, хорошо защищен от перенапряжений, но его стоимость значительно выше. Поэтому такие преобразователи в основном применяют в мощных системах вторичного электропитания. Для снижения стоимости во вторичной цепи можно оставить только одну обмотку с мостовым выпрямителем.
7.1.4 Мостовые инверторы и преобразователи
В современных системах формирования многофазных напряжений, например, при частотном регулировании скоростей вращения асинхронных машин, требуются инверторы, обеспечивающие синтез нескольких сдвинутых по фазе напряжений и токов в индуктивной нагрузке. В таких системах применяют мостовые инверторы. Схема мостового инвертора приведена на рис. 7.20. В режиме инвертора нагрузкой является индуктивность L. Источник напряжения Uвх должен создать в индуктивности переменный ток. При использовании широтно-импульсной модуляции каждый транзистор открыт в течение 0 < τи < Т/2, в паузах, длительностью θ, все транзисторы закрыты. Управляющие напряжения на затворах транзисторов формируют специальным драйвером с использованием гальванической развязки.
Рис. 7.20 Мостовой инвертор (преобразователь)
Для реализации трехфазной системы потребуется три таких инвертора, управляемых с требуемым сдвигом по фазе управляющих напряжений.
В первом такте в течение τи открывают транзисторы VT1 и VT4. Источник Uвх создает положительный ток через VT1, L, VT4. При этом в индуктивность вносится энергия Li2/2, пропорциональная τи. Часть этой энергии расходуется, например на создание вращающего магнитного поля в статоре машины, часть накапливается и расходуется в паузе длительностью θ. В момент Т/2 открывают пару транзисторов VT3 иVT2. Через эти транзисторы в индуктивность L в течение τи вводится отрицательный ток и импульс тока доформировывается. Таким образом, источник постоянного напряжения создает переменный импульсный ток.
В режиме преобразования DC-DC в качестве индуктивности включают первичную обмотку трансформатора, а во вторичную цепь со средней точкой – двухполупериодный выпрямитель. В этом случае для разряда индуктивности трансформатора в паузах схема, как и на рис. 7.9, обязательно должна содержать дроссель в нагрузке выпрямителя. Как и в двухтактном преобразователе во вторичную цепь можно включить только одну обмотку и диодный мост.
Для управления рассмотренными преобразователями необходим внешний источник управляющих импульсов, что не всегда удобно. Поэтому широко распространены преобразователи с инверторами, работающими в автогенераторном режиме.
7. 2 Инверторы с самовозбуждением
Инвертор должен преобразовать постоянное напряжение источника энергии в переменное. Для такого преобразования обычно применяются релексационные RC – RL –генераторы, в основном мультивибраторы и блокинг-генераторы, так как только в этих видах инверторов активные элементы работают в ключевом режиме и имеются возможности для регулирования выходного напряжения автоматическим изменением скважности импульсов.
7.2.1 Мультивибраторы
В простейшем случае преобразование постоянного напряжения в импульсное выполняется транзисторным автоколебательным мультивибратором (рис. 7.21, а).
а
б
Рис. 7.21 Симметричный транзисторный мультивибратор: схема – а, эпюры напряжений на электродах транзисторов – б
Физические процессы в схеме общеизвестны, поэтому отметим только, что в симметричном мультивибраторе на коллекторах транзисторов формируются импульсы напряжения, близкие к прямоугольным (рис. 7.21, б). Максимальное напряжение в импульсе равно входному Uвх, минимум определяется напряжением насыщения.
Чем сильнее смещено положительное напряжение на базе uб1 относительно порогового напряжения , тем ближе к нулю смещается минимальное значение импульсного напряжения. Возможность разброса минимальных значений импульсной последовательности отображена на рис. 7.5 заштрихованной зоной. Период генерируемых колебаний равен сумме длительностей импульсов (рис. 7.5)
. (7.6)
Обычно Uвх >> , поэтому
. (7.7)
Мультивибратор применяется в микро – и маломощных схемах формирования переменного напряжения, например, для создания напряжения управления варикапами. При включении на выходе выпрямителя, по схеме удвоения или умножения напряжения может быть получено постоянное напряжение до nUвх, где п – коэффициент умножения выпрямителя. Для регулирования выходного напряжения можно использовать фазоимпульсный метод. С этой целью схема на VT1 вводится в режим синхронизации импульсами или постоянным напряжением. Это позволяет плавно изменять длительность импульса τи, задаваемого левой половиной схемы, изменять скважность, частоту следования и тем самым величину выпрямленного напряжения.
В настоящее время мультивибраторы на дискретных элементах используются исключительно редко. Чаще применяются микросхемы микромощных мультивибраторных или иных резистивно-емкостных релаксационных преобразователей
7. 2.2 Блокинг-генераторы
Для построения инверторов большей мощности используют блокинг-генераторы в однотактном и двухтактном включениях. Блокинг-генератор, это LC-генератор с положительной (регенеративной) обратной связью (ПОС), вводимой с помощью трансформатора.
Из-за большой глубины ПОС транзистор в блокинг-генераторе работает в режиме ключа. Генератор имеет два квазиустойчивых состояния транзистора – насыщенное и закрытое. В этих состояниях обратная связь (ОС) исключается, поэтому формируются импульсы тока или напряжения прямоугольной формы. Выход из квазиустойчивого состояния может быть автоматическим и принудительным. При выходе в активный режим из-за очень сильной обратной связи возникает и лавинообразно развивается регенеративный процесс, в ходе которого транзистор переходит в противоположное квазиустойчивое состояние.
Задержка переключения в блокинг-генераторах обеспечивается двумя способами: или по току базы за счет включения «хронирующего» конденсатора Сб в цепи базы или по току коллектора за счет гистерезиса в ферромагнитном сердечнике.
а
б
Рис. 7.22 Блокинг-генератор с емкостной задержкой: а – схема, б – эпюры напряжений и тока
Блокинг-генератор с конденсатором в цепи базы. Схема приведена на рис. 7.22, а. Резистором на базу вводится положительное напряжение смещения, обеспечивающее работу транзистора в активном режиме. Эпюры токов и напряжений в этой схеме приведены на рис. 7.22, б.
Пусть конденсатор СБ заряжен минусом к базе. Транзистор VT закрыт и ОС отключена. Закрыт и переход база – эмиттер транзистора, поэтому конденсатор разряжается по пути СБ-- блокировочный конденсатор Сбл--СБ. Когда потенциал базы превысит порог отпирания , транзистор открывается. Импульс нарастающего коллекторного тока индуктирует в обмотку ЭДС, плюсом к базе. Она дополнительно увеличивает потенциал базы и ускоряет отпирание транзистора. В результате в момент t1 = θ включается глубокая ПОС, которая приводит к лавинообразному нарастанию тока базы , напряжения на базе, тока коллектора и сопровождается снижением напряжения коллектора до напряжения насыщения транзистора. Общая длительность этих процессов . Описанный процесс и называется процессом регенерации. Регенерация приводит не только к насыщению транзистора, но и появлению на базе значительного положительного напряжения, заряжающего СБ через переход Б-Э. При этом в обмотки и трансформируются ЭДС и плюсом к выводам, обозначенным точками. Величины ЭДС определяются коэффициентами трансформации и , соответственно.
Открытый транзистор как замкнутый ключ подсоединяет первичную обмотку к источнику и в ней все время, пока транзистор насыщен, протекает линейно нарастающий ток намагничивания:
, (7.8)
где индуктивность трансформатора, А – постоянная интегрирования. Нужно учитывать, что ток является лишь частью коллекторного тока . Остальные составляющие iКобразованы токами нагрузки (если она подключена) и базы, пересчитанными в первичную цепь по формулам приведения:
, (7.9)
причем коэффициенты трансформации и определяются для соответствующих пар обмоток.
Режим насыщения продолжается в течение . При этом в трансформаторе запасается энергия, определяемая током намагничивания . К моменту заряд конденсатора завершается. Снижение тока базы приводит квыходу транзистора из насыщения, ток коллектора уменьшается и развивается лавинообразный регенеративный процесс запирания транзистора. Токи базы иколлектора скачком снижаются до нуля (с момента ток базы в процессе рассасывания объемного заряда даже оказывается отрицательным).
Снижение тока коллектора приводит к смене полярности ЭДС на обмотках и . Под действием ЭДС нагрузочной обмотки е3 за счет разряда трансформатора создается ток нагрузки, отбирающий накопленную трансформатором энергию, что сопровождается снижением тока iµ до нуля. Этот ток наводит в первичной обмотке ЭДС самоиндукции . В результате запирания транзистора и наложения этой ЭДС на напряжение источника питания, напряжение на коллекторе в интервале времени возрастает до е31 + Uвх. Напряжение на базе, состоящее из ЭДС и напряжения , до которого зарядился конденсатор к моменту скачком возрастает до большого отрицательного значения. Это напряжение удерживает транзистор в закрытом состоянии и снижается, сначала быстро до момента за счет разряда индуктивности трансформатора, а затем медленно экспоненциально – за счет перезаряда конденсатора от источника через резистор . Продолжительность задаваемой при этом паузы между импульсами коллекторного тока
. (7.10)
Частота следования импульсов при θ >>
. (7.11)
Для управления скважностью импульсов, как и в мультивибраторе, можно использовать синхроимпульсы или управляющее смещение.
Блокинг-генератор с формирующим конденсатором применяется только в маломощных инверторах, так как имеет низкий КПД за счет слабого использования тока намагничивания .
Блокинг-генератор с насыщающимся магнитопроводом имеет значительно больший КПД. Схема приведена на рис. 7.23, а.
Рис. 7.23 Блокинг-генератор с насыщающимся магнитопроводом: а – схема, б - эпюры
При включении источника Е на базу VT через Rсм вводится отпирающее напряжение. Транзистор VT приоткрывается и через него протекает импульс тока , который трансформирует в w3и w2ЭДС взаимоиндукции плюсом к началу намотки. Так как VD2 закрыт, процессы в w2 роли не играют, а положительный импульс ЭДС е2 через VD1 действует на базу, переводя транзистор VT в насыщение. Однако его ток ( на рис. 7.23, б) ограничен процессами намагничивания. Постоянная ЭДС Е через замкнутый ключ VТ приложена к катушке w1, поэтому пока рабочая точка находится на линейном участке характеристики намагничивания ток iμ через нее нарастает линейно, а при переходе на участок магнитного насыщения скорость роста тока возрастает. В течение прямого хода, длительностью τ ЭДС е2 положительна и ток базы заряжает конденсатор СБ минусом к базе до 0,7 В. К моменту τ ток катушки достигает значения Iнас транзистора и рост тока прекращается.
Прекращение роста приводит к изменению знаков всех ЭДС.
На базу VT поступает отрицательный импульс, а диод VD2 открывается и ток iд передает энергию, запасенную трансформатором, в нагрузку.
Отрицательный импульс е2, поступивший на базу VT, прикрывает транзистор, в результате развивается регенеративный процесс, в ходе которого VT закрывается, а запасенная энергия «перекачивается» в нагрузку. При этом на нагрузке создается напряжение U0, а на коллекторе в соответствии с (7.4) . По завершении регенеративного процесса ток разряда трансформатора на нагрузкуiд формирует на базе отрицательное напряжение и транзистор удерживается в закрытом состоянии. При этом идет перезаряд конденсатора СБ от источника плюсом к базе, минусом к w2. При этом диод VD1 закрыт. Конденсатор заряжается через RБ1 и RБ2, поэтому постоянная заряда довольно велика. Она определяет минимальное время, в течение которого транзистор закрыт.
Отбор мощности трансформатора нагрузкой вызывает ток катушки равный iд, величина которого определяется сопротивлением нагрузки. Этот ток трансформирует в w1 и w2 ЭДС, пропорциональные току. На рис. 7.23, б импульсы напряжения приведены для нижнего вывода обмотки w1 для двух величин тока iд. Поскольку площадь импульса напряжения ограничена площадью петли гистерезиса, она определяется использованным сердечником и постоянна. Это означает, что длительность обратного хода θ определяется током нагрузки. С увеличением тока нагрузки θ снижается. Снижение тока i2приводит к уменьшению индуктируемой в w2 отрицательной ЭДС и в момент, когда UСБ +(– е2) превысит порог отпирания транзистора, начинается регенеративный процесс отпирания транзистора.
Таким образом, длительность прямого хода определяется скоростью намагничивания сердечника трансформатора, а длительность обратного хода – током нагрузки. Полагая, что скорость намагничивания обратнопропорциональна сечению магнитопровода S и числу витков w1 находим, пренебрегая напряжением насыщения транзистора,
dB/dt = Uвх/Sw1.
За время прямого хода τ индукция достигает насыщения, поэтому
τ dB/dt =Внас = τUвх/Sw1,
откуда
τ = ВнасSw1/Uвх. (7.12)
Полагая для простоты, что ток iд = i3 пилообразный, можно выразить его действующее значение равное току нагрузки через амплитуду импульса
.
В первичную обмотку трансформируется
i1 = n31i3,
поэтому, приравнивая площади импульсов, имеем
, .
Поскольку , учитывая (7.12), находим период генерируемой импульсной последовательности
. (7.13) Таким образом, частота генерируемых импульсов пропорциональна входному напряжению и коэффициенту трансформации n31 и обратнопропорциональна параметру .
и последующем разряде за время Т – τ индуктивности трансформатора на нагрузку. Источник входного постоянного напряжения подключается к первичной обмотке трансформатора 
с помощью управляемого ключа VT. Вторичная обмотка 
через однополупериодный выпрямитель подключена к нагрузке 
. 
фактически соединяет нижний вывод 
с минусом источника Uвх, в результате он нагружается на последовательную цепь 
, где 
, 
– напряжение на стоке VT. По второму и третьему свойствам ток i1 определяется суммой: 
, (7.1)
плюсом к катоду диода. Диод VD закрывается, его ток 
уменьшается до нуля (рис. 7.3) и энергия во вторичную цепь не поступает. Поскольку rнас→ 0, потери энергии на транзисторе VT также пренебрежимо малы, в результате практически вся энергия, отбираемая от источника Uвх, накапливается на индуктивности трансформатора 
. 
. При этом отбор мощности от трансформатора ограничивает величину прямого напряжения на стоке транзистора.
, (7.2)
была достаточна для протекания тока iд в течение θ = 
– τи. Энергия, полученная трансформатором при протекании тока i1, пропорциональна площади импульса входной ЭДС, введенной в трансформатор в интервал времени 0…τи. Из закона сохранения энергии следует, что площади положительного и отрицательного импульсов должны быть равны: 
. 
, (7.3)
, (7.4) поэтому в установившемся режиме ток первичной цепи описывается уравнением
и импульсы тока на рис. 7.3 смещаются вверх на величину nIн. 
а
б
, (7.5) что с точностью до n совпадает с формулой (6.7). Это позволяет рассматривать прямоходовой преобразователь как аналог понижающего регулятора напряжения. Но в отличие от аналога, варьируя коэффициент трансформации, выходное напряжение прямоходового преобразователя можно повышать, понижать или синтезировать сетку напряжений.
а
б
а
б
а
б
, тем ближе к нулю смещается минимальное значение импульсного напряжения. Возможность разброса минимальных значений импульсной последовательности отображена на рис. 7.5 заштрихованной зоной. Период генерируемых колебаний равен сумме длительностей импульсов 
(рис. 7.5)
. (7.6)
, поэтому 
. (7.7)
а
б
на базу вводится положительное напряжение смещения, обеспечивающее работу транзистора в активном режиме. Эпюры токов и напряжений в этой схеме приведены на рис. 7.22, б.
- блокировочный конденсатор Сбл-
-СБ. Когда потенциал базы превысит порог отпирания 
, напряжения на базе, тока коллектора и сопровождается снижением напряжения коллектора до напряжения насыщения транзистора. Общая длительность этих процессов 
. Описанный процесс и называется процессом регенерации. Регенерация приводит не только к насыщению транзистора, но и появлению на базе значительного положительного напряжения, заряжающего СБ через переход Б-Э. При этом в обмотки 
трансформируются ЭДС 
и 
плюсом к выводам, обозначенным точками. Величины ЭДС определяются коэффициентами трансформации 
и 
, соответственно.
, (7.8)
индуктивность трансформатора, А – постоянная интегрирования. Нужно учитывать, что ток 
является лишь частью коллекторного тока 
. Остальные составляющие iКобразованы токами нагрузки (если она подключена) и базы, пересчитанными в первичную цепь по формулам приведения:
, (7.9)
. При этом в трансформаторе запасается энергия, определяемая током намагничивания 
заряд конденсатора 
завершается. Снижение тока базы приводит к выходу транзистора из насыщения, ток коллектора уменьшается и развивается лавинообразный регенеративный процесс запирания транзистора. Токи базы и коллектора скачком снижаются до нуля (с момента 
ток базы в процессе рассасывания объемного заряда даже оказывается отрицательным).
. В результате запирания транзистора и наложения этой ЭДС на напряжение источника питания, напряжение на коллекторе в интервале времени 
возрастает до е31 + Uвх. Напряжение на базе, состоящее из ЭДС 
и напряжения 
, до которого зарядился конденсатор к моменту 
за счет разряда индуктивности трансформатора, а затем медленно экспоненциально – за счет перезаряда конденсатора от источника через резистор 
. (7.10)
θ >>
. (7.11)
, который трансформирует в w3 и w2 ЭДС взаимоиндукции плюсом к началу намотки. Так как VD2 закрыт, процессы в w2 роли не играют, а положительный импульс ЭДС е2 через VD1 действует на базу, переводя транзистор VT в насыщение. Однако его ток (
. По завершении регенеративного процесса ток разряда трансформатора на нагрузку iд формирует на базе отрицательное напряжение и транзистор удерживается в закрытом состоянии. При этом идет перезаряд конденсатора СБ от источника плюсом к базе, минусом к w2. При этом диод VD1 закрыт. Конденсатор заряжается через RБ1 и RБ2, поэтому постоянная заряда 
довольно велика. Она определяет минимальное время, в течение которого транзистор закрыт.
равный iд, величина которого определяется сопротивлением нагрузки. Этот ток трансформирует в w1 и w2 ЭДС, пропорциональные току. На рис. 7.23, б импульсы напряжения приведены для нижнего вывода обмотки w1 для двух величин тока iд. Поскольку площадь импульса напряжения ограничена площадью петли гистерезиса, она определяется использованным сердечником и постоянна. Это означает, что длительность обратного хода θ определяется током нагрузки. С увеличением тока нагрузки θ снижается. Снижение тока i2 приводит к уменьшению индуктируемой в w2 отрицательной ЭДС и в момент, когда UСБ +(– е2) превысит порог отпирания транзистора, начинается регенеративный процесс отпирания транзистора. 
.
, 
.
, учитывая (7.12), находим период генерируемой импульсной последовательности
. (7.13) Таким образом, частота генерируемых импульсов пропорциональна входному напряжению и коэффициенту трансформации n31 и обратнопропорциональна параметру 
.